Transverter décamétrique par F5HW

Caractéristiques

  • Couverture des bandes décamétriques de 50KHz à 30MHz au pas de deux MHz.
  • Couverture de la bande six mètre de 50MHz à 52MHz
  • Pilotage par VCO verrouillé en phase par un MC145170 au pas de 2MHz.
  • Mélangeur à diodes IE500 (ou SBL1) ou haut niveau +17 dBm au choix.
  • Gestion de l’ensemble par un microcontrôleur MSP430-1232-IDW ou MSP430-1222-IDW
  • Affichage des infos sur un écran LCD de téléphone portable.
  • Puissance d’émission régulée entre 10/12Watts de 1,8 à 30MHz et 5Watts de 50/52MHz.
  • Mémorisation de la dernière bande utilisée

Introduction

Le but de cette réalisation est de construire soi-même, en récupérant le maximum de matériel et de composants, un ensemble Emission Réception toutes bandes décamétriques dont les performances sont honorables pour un prix plus que raisonnable. Ce transverter doit précéder un TRX VHF 144/146MHz. Pouvant travailler en mode BLU. Il est également possible de ne construire que le récepteur sans se préoccuper de la partie émission. L’ensemble se compose de plusieurs boîtiers connectés entre eux par des câbles et connecteurs 50Ω, ces derniers récupérés dans des équipements radiotéléphone obsolètes. Un premier boîtier intègre une platine double face avec filtres d’entrées et relais de commutation de bandes. Un second boîtier regroupe le VCO avec sa régulation de puissance, la PLL, et un filtre Passe bas. Un troisième regroupe le mélangeur, ses diplexeurs et la diode de détection pour la régulation de puissance du VCO. Le µC MSP430-1232-IDW, son connecteur de programmation et les transistors de commutation des relais, est câblé sur une platine et enfermé dans un boîtier plaqué derrière la face avant. La platine LCD est vissée sur la face avant et connectée au plus court à la platine microcontrôleur (µC) pour minimiser les rayonnements parasites.

Le concept n’est pas nouveau, ma première réalisation date des années 80 et comme les moyens techniques ont considérablement évolués depuis, c’était le moment de changer de version. Mon cahier de charge prévoyait un RX pourvu d’une grande dynamique, bonne linéarité, un VCO à PLL à faible bruit, avec une bonne pureté spectrale, un écran LCD bon marché, des filtres de bandes commandés par un microcontrôleur bon marché, un commutateur de bandes du type codeur incrémental (Réf : 119-1731 1 FARNELL) ou boutons poussoirs. (Par choix du soft)

Un RX décamétrique moderne est développé autour d’un mélangeur passif à diodes, de filtres d’entrées sélectifs et passifs, d’une fréquence intermédiaire (FI) élevée, entre 45 et 75MHz et bien d’autres choses encore. En ce qui concerne cette réalisation, nous nous focaliserons sur ces trois éléments puisque l’objectif est de ne pas agir sur le TRX VHF (sauf en émission). En décamétrique, il est inutile d’amplifier dès l’entrée, car les bruits galactiques, atmosphériques, industriels etc. nous gratifient d’un bon niveau de perturbation. Pour exemple, de 5 à 10 MHz, le Smètre indique déjà S3 à S4 avec le seul bruit capté par l’antenne et cela le jour. La nuit, nous passons allégrement à S8 (25µV) vers 3,5 MHz (se sont des valeurs moyennes). Inutile donc de se focaliser sur la sensibilité puisqu’elle ne servira qu’à amplifier le bruit. Ne pas oublier que tous les oscillateurs présents dans le récepteur contribuent aussi à la pollution du spectre décamétrique. Pour obtenir une fréquence intermédiaire élevée, il nous faut un VCO à fréquence élevée, de 144 à 94 MHz. dans notre cas. Par ce mode opératoire, le rejet de la fréquence image est largement assuré puisque la FI se situe dans la bande des 2m.

Exemple

Si nous écoutons une fréquence de 7,1MHz, elle sera égale à la fréquence de l’oscillateur local moins la fréquence intermédiaire (OL-FI) = 138MHz-145,1MHz quant à son image elle sera égale à : 138MHz + 145,1MHz = 283,1MHz. Nous voyons parfaitement que cette fréquence image, est très loin de la bande couverte par notre récepteur. Le mélangeur équilibré et sa performance en linéarité, est la pièce maîtresse d’un récepteur dont il gouverne le comportement en présence de signaux puissants. Ce mélangeur, passif (à diodes) à haut niveau d’oscillateur local est déterminant et optimise les problèmes d’intermodulation et réponses parasites, mais nécessite quelques précautions tout de même, comme d’utiliser des diplexeurs (ou circuit de couplage à impédance constante) sur tous les ports du mélangeur. Avec tout cela me direz vous, on a encore rien amplifié mais plutôt atténué le signal HF. C’est exactement ce qu’il faut faire en ondes courtes. Dans notre cas, l’atténuation moyenne mesurée sur l’ensemble des étages avant l’attaque du TRX VHF est de -2 à -3dB pour les filtres d’antenne, -6dB pour le mélangeur et de -0,2dB à -1,4dB par diplexeur. Tout cela s’ajoute au facteur de bruit du récepteur, et une valeur de 12 à 15db en déca. est acceptable. Une atténuation HF supplémentaire après l’antenne est très utile aussi puisqu’il suffit de 1dB d’atténuation à l’entrée du signal pour perdre 3dB sur le produit parasite du 3em ordre, 5dB sur le 5em ordre etc. Ne pas hésiter à insérer un atténuateur manuel (0/10/20db…) ou à PIN, entre l’antenne et le transverter, mais alors attention en émission il faudra le ponter.

Nous venons de voir que de bonnes résolutions ont été prises pour minimiser des phénomènes comme le rejet de la fréquence image, l’intermodulation, saturation et autres désagréments.

C’est quoi l’intermodulation ?

Nous sommes sur 40m. et deux fréquences, f1=7,0MHz et f2=7,01MHz de niveaux différents créent un produit d’intermodulation du. 3eme ordre : (2*f1-1*f2) donc 2*7-7,01=6,99MHz. mais aussi à 2*7,01-7,0=7,02MHz. avec un niveau perturbant qui dépend essentiellement du rapport des amplitudes des deux signaux f1 et f2. Pour le. 5eme ordre, nous avons : 3f1-2f2 et 3f2-2f1. et aussi (2*f1+1*f2=21,01MHz) etc. Ce phénomène provenant surtout de défauts de linéarité peut donc dégrader considérablement le rapport signal/bruit (S/B) de votre RX et on en arrive même au blocage.

Lors de la conception d’un RX décamétrique, il est inutile de rechercher la sensibilité, le récepteur doit encaisser les signaux forts, doit avoir une grande dynamique, atténuer les réponses parasites et minimiser l’intermodulation. Pour le filtrage après l’antenne, j’ai opté pour une solution simple et économique qui n’est certainement pas à la hauteur d’un très grand RX mais simplicité et coût étaient la priorité. (L’idéal serait d’augmenter le nombre de filtres et de cellules) mais comme la FI est très haute, (144/146MHz) le rejet de la fréquence image est totalement hors bande donc, le concept est valable. Pour obtenir une bonne dynamique, et une bonne tenue aux signaux forts, l’antenne attaque directement les filtres passifs et le mélangeur équilibré IE500 (+7dbm de niveau oscillateur) Le VCO à PLL tamponne le mélangeur qui nous restitue la FI. dans la bande 144/146MHz. On trouve des mélangeurs aux puces pour quelques Euros ou à récupérer sur des radiotéléphones comme cité plus haut. Le reste du matériel ne pose pas de problèmes. Les huit relais de commutation de bande, sont disponibles chez FARNELL (réf : 120-0949) pour 3,02€ pièce. Ces relais sont donnés pour un fonctionnement jusqu’à 100MHz avec une perte d’insertion inférieure à 0,1db. Cette réalisation fonctionne autour d’un µC du type MSP430F-1232-IDW de Texas Instruments (environ 4 Euros) que l’on trouve aussi dans l’électroménager ou directement chez Texas en échantillon. Le soft est directement chargé via le PC à travers un module de programmation (Port LPT1 / JTAG). L’écran LCD (Noir &Blanc) est récupéré sur un téléphone portable NOKIA 3310 (ou sur Internet, pour 3 Euros) Pour la petite histoire, j’ai bien essayé un écran couleur qui fonctionne parfaitement, mais la connectique est à ce point fragile et délicate que j’ai préféré ne pas insister. Tous les modules de notre Transverter sont à entré/sortie 50Ω.

Principe de fonctionnement

Vous devez disposer d’un Transceiver VHF BLU 144/146MHZ. Celui-ci faisant office de fréquence intermédiaire, c’est de lui aussi que dépendent les performances de l’ensemble. Pour ma première version des années 80 j’utilisais, en vacances, un IC245 (TRX VHF BLU) qui « soufflait » beaucoup et malgré cela j’ai réalisé de magnifiques QSO en QRP (12watts) avec une GPA40 sur le timon de ma caravane. Le VCO à PLL de notre transverter au pas de 2MHz, couvre une gamme de fréquence de 144MHz à 116MHz (pour la bande de 50KHz à 30MHz) et génère une dernière fréquence de 94MHz, (pour la bande 50 à 52MHz). Avec le tableau ci-joint, (Fig.1) nous allons très vite comprendre comment cela fonctionne. En sélectionnant par exemple le FILTRE-1 qui couvre la bande de 50kHz à 10MHz, je dispose de cinq bandes de fréquence au pas de 2MHz définis par le codeur incrémental sur la face avant du transverter. Le LCD affiche en clair la bande que vous avez sélectionnée.

Choisissons un exemple

En sélectionnant la bande de trafic, 00 à 02MHz j’affiche le FILTRE-1 qui est un Passe Bas 0 à 10MHz. et le VCO se cale sur 144MHz. Je positionne par exemple mon TRX VHF sur 145,8MHz et un simple calcul, 145,8 -144= 1,8MHz me donne la fréquence de travail et me voilà sur 160m.

Autre exemple, je veux trafiquer sur 7,0523MHz, je sélectionne la bande 06 à 08 MHz le VCO se cale sur 138MHz, je positionne mon TRX VHF sur 145,0523MHz et comme ci-dessus, 145,0523-138MHz = 7,0523MHz. Vous remarquerez que l’afficheur indique toujours FILTRE-1

Cela semble compliqué mais après quelques manipulations il n’y aura plus de difficulté. Il faut se mettre en tête que de 144MHz à 145MHz je couvre la première tranche de 6 à 7MHz et que de 145MHz à 146MHz l’autre moitié de 7 à 8MHz. et c’est valable pour tout le reste. Vous remarquerez que le FILTRE – 4 ne couvre que la fraction 50/52MHz.

Avec le tableau ci-dessous il est facile d’assimiler le principe de fonctionnement du transverter. Pour couvrir la bande de 0 à 30MHz, le VCO se positionne entre 144 et 116MHz au pas de 2MHz. et pour accéder à la bande des six mètres, le VCO se verrouille sur 94MHz.

 Fig.1 - Tableau de fréquences
Fig.1 – Tableau de fréquences

 

Plan d’ensemble.

Barre graphe mode TX
Barre graphe mode TX

En analysant le synoptique (Fig.2) ci-dessous nous voyons que l’antenne est successivement chargée par l’étage Passe Bas de 0 à 10MHz ou l’un des trois étages passe-bande 10/20, 20/30, 50/52MHz. Chaque filtre est sélectionné séparément par deux relais commandés par le µC MSP430. Chaque sélection, engendre une fréquence du VCO et l’affichage de la bande sur le LCD. Les signaux issus de l’antenne et ceux de l’oscillateur Local (OL) sont mélangés dans un IE500 (SBL-1 ou équivalent) et produisent un signal filtré entre 144/146MHz. La gestion du VCO à PLL ainsi que celle du LCD sont aussi confié au MSP430. En mode émission, il n’y a pas de commutation puisque notre TRX VHF injecte la HF dans le mélangeur mais là, attention, au préalable il vous faudra ajuster la puissance de votre TX VHF à une valeur compatible avec le mélangeur. Pour des mélangeurs IE500, SBL1, MD108 etc…du type +7dbm d’OL, une valeur MAX. de +1dbm de puissance injectée en mode émission, donc un niveau autour de 1.25mW est admissible. Dans notre cas de figure, la puissance de sortie du TRX VHF est fixée à 0dbm (1mW). Avec cette valeur, les harmoniques d’ordre 3 et 5 sont en dessous de 50dB en sortie du mélangeur. Une commutation vers la masse ramenée du TRX 2m, vers le PTT (J26) bascule le transverter en mode émission et commute les relais du PA ainsi que ceux du filtre correspondant. Une fraction de l’énergie HF est également prélevée pour réguler la puissance de sortie du PA entre 10/12Watts. La tension détectée est proportionnelle à la puissance HF et injectée sur le port analogique du MSP430-1232. Le LCD affiche un barre graphe, gradué de 0 à 15w. Pour réguler la puissance en émission, j’utilise un atténuateur à diodes PIN. Ce même atténuateur est aussi utilisé en mode réception car certains TRX VHF n’en possèdent pas. Au passage en émission, on fonctionne en inverse et le filtre utilisé en réception est maintenant utilisé en émission.

Fig.2- Synoptique
Fig.2- Synoptique

 

Vous avez remarqué que la commutation des filtres s’organise autour de relais. Si l’on utilisait des diodes de commutation, cela ne ferait qu’aggraver l’intermodulation. Cette (entorse) a été commise dans nombre de réalisations commerciales (le coût certainement). Il est toutefois possible de commuter à l’aide de diodes, encore faut il bien les choisir et les faire travailler avec des courants appropriés. Je laisse aux OMs passionnés le soin de développer ce type de commutation et d’en faire l’expérience. Le PA est composé d’un hybride en entrée suivi de deux IRF510 (1,8€ pièce) pour l’étage final. Pour les puristes, on doit pouvoir faire mieux en choisissant d’autres types de transistors pour le final (le prix ne sera alors plus le même…). Les hybrides sont du type, MHW592, CA2832 ou RO605300L. Le MHW592 alimenté à 24V a un gain de 34/36dB entre 1 et 250MHz pour une puissance de sortie de 900mW max. (1dB de compression). Le CA2832 a un gain 35,5dB de 1MHz à 200MHz P.out = 900mW (c’est le top, mais difficile à trouver). Ces circuits sont obsolètes, mais on arrive à les trouver sur le net. Pour ce qui concerne le RO605300L, le gain à 24V est de 30,5dB de 5 à 65MHz et on le trouve plus facilement. Il existe certainement d’autres circuits que l’on devrait pouvoir récupérer sur le net. (J’ai quant à moi puisé dans mes tiroirs et « tapé » quelques amis (merci Bernard) et surtout, fixé une limite de prix. Les transfos à l’entrée et la sortie des IRF, sont construits avec des tores FT37-43 et FT50-43. Pour l’alimentation, pas de problème si ce n’est un thyristor et une diode zener pour la protection de notre réalisation en cas d’élévation accidentelle de tension. Le filtrage est soigné pour éviter toute oscillation ou ronflement. Le PA est alimenté à 36V, linéarité oblige. Les tensions 36V pour le PA et 13,2V pour les autres circuits, sont acheminées vers les modules à l’aide de connecteurs. C’est pratique pour les modifications et le dépannage. Le régulateur LM317 sur la même platine produit du 24,2V ajusté par (R90/93) pour l’alimentation du circuit hybride.

VCO et PLL

Etant donné que nous travaillons en BLU la pureté spectrale de l’oscillateur doit être parfaite, la stabilité sans reproche et la puissance de sortie la plus constante possible. L’oscillateur à FET verrouillé par une PLL (Fig. 3) est le cœur du système. Il couvre de 94MHz à 144MHz avec un niveau de sortie de +9dBm (à 94MHz) et +11dBm +/-0,2dBm (entre 116 et 144 MHz). Le filtre de boucle est organisé autour d’un ampli. TL71 à faible bruit. Pour le calcul du filtre, voir les notes d’application du MC145170-2 de Motorola. L’oscillateur utilise un FET U310 toujours disponible et fonctionne avec très peu de composants. L’accord se fait par les deux diodes varicap BB619 version CMS (ou encore BB639 ou 729) et une self à prise. A ce niveau le circuit est assez pointu et pour obtenir les mêmes performances, je suggère d’utiliser les mêmes composants, surtout les diodes varicap. L’énergie est prélevée sur le drain par (C166-1nf) pour l’attaque du mélangeur via le filtre et un diplexeur. Le condensateur (C173-12pf) prélève une fraction de l’énergie sur la source du U310 et tamponne le MC145170-2 qui reçoit sur sa (broche 5) les Data, sur sa (broche 6) le signal Enb, et sur sa (broche 7) l’horloge ou Clk. en provenance du MSP430-1232. Un signal LOCK/UNLOCK issu de la broche (11) du MC145170 allume une LED sur la platine et l’afficheur LCD indique en clair l’état du système, LOCK quand la PLL est verrouillée, ou des pointillés clignotant (—-) si la PLL est déverrouillée. La LED franchement éclairée (sur la platine) valide et indique le verrouillage de la PLL. La fréquence, de l’horloge du MC145170 de 16MHz, a été choisie hors bande décamétrique. La résistance de 1MΩ en parallèle sur le cristal ainsi que les deux capacités sont des CMS soudées sous la platine. Suivant le type de quartz, vous devrez modifier la valeur des condensateurs C176/177 pour ajuster la fréquence le plus exactement possible. Vous remarquerez le filtrage de l’alimentation du VCO très soignée (toutes les cellules sont nécessaires pour obtenir les performances de l’oscillateur) et minimiser le plus possible le bruit naturel délivré par les régulateurs. La qualité est à ce prix. C’est qu’il ne faut pas regarder à la « dépense » car la pureté du signal délivrée par l’oscillateur s’en ressent. Les signaux #V broche 15 et #R broche 14 issus du MC145170-2 sont mis en forme par les filtres précédant le TL071 (à faible bruit) qui dimensionne la bonne tension de verrouillage appliqué aux varicaps BB619. Comme le MC145170-2 est alimenté à 5V mais que l’excursion de fréquence relativement importante implique une variation de tension plus importante, la présence de l’ampli. opérationnel alimenté en 10V est nécessaire. Le seul réglage de cette platine est la compression ou l’étirement de la self pour rester dans la plage de capture de la PLL. Lorsque cette dernière est verrouillée, la tension mesurée entre R121/122 doit se situer entre 1,6V à 94MHz et 8,5V à 144MHz (suivant l’allongement de la self L40). Il est important de couler un peu de cire de bougie sur la self une fois réglée pour éviter les effets de microphonie. Il est évident que cette platine, VCO/PLL doit être blindée pour éviter tous rayonnements. Il est normal aussi que si vous vous positionnez sur la gamme 00-02MHz (Filtre -1) alors que votre TRX VHF est accordé sur 144,000MHz il y ait battement nul entre le VCO qui oscille sur la même fréquence. Du coup, vous pouvez vous assurer de la qualité de votre oscillateur suivant la pureté de la note émise.

vcofvco  Ci-contre (à gauche), implantation des composants du VCO et PLL. L’empreinte (Vers J8) n’a pas de référence vous pouvez câbler directement des fils ou poser un connecteur 5 broches. Vous remarquerez également, les trois composants CMS sous le MC145170. Evitez d’utiliser des supports pour les deux circuits intégrés, soudez-les directement sur le circuit imprimé. Les empreintes des varicap sont prévues pour des CMS ou sorties axiales. La sortie HF allant vers le filtr

e, se situe à gauche du quartz 16MHz marqué OUT. Elle est à relier à un câble cox. Téflon de 3mm. et connectée à l’entrée du filtre ci-dessous sur marquée :(Vers VCO). Les trois empreintes carrées à coté des varivap, sont celles de la self à prise L40. Les deux résistances 47 et 33Ω sont debout. J31 nous amène la tension d’alimentation de 13,2V.

A gauche, vue de la platine « FILTRE VCO ». Les quatre Pots sont des NEOSID 503310 que vous achetez tout fait ou que vous bobiner vous-même. L’atténuateur 3dB est en composants CMS. L’alimentation +10V provient de la platine VCO entre les deux résistances 47Ω, 33Ω et le condensateur 1000µF. J13 récupère la tension de détection du mélangeur. La sortie HF, « VERS MELANGEUR » achemine le signal par un câble coaxial Téflon de 3mm. directement soudé sur l’empreinte. L’autre extrémité est équipée d’un connecteur SMB. Le MAR4 est soudé sous la platine coté cuivre. Les deux platines seront évidement blindées. (Voir photo). Les deux vues ne sont pas à l’échelle.

En analysant le spectre de notre VCO, on s’aperçoit que le niveau de l’harmonique deux est à -15db, l’harmonique trois à -18db. Ces valeurs ne sont pas tolérables. Un filtrage énergique est donc nécessaire pour les raisons suivantes :

Fig.3 - VCO PLL
Fig.3 – VCO PLL

En émission, sur la bande 50/52MHz, le VCO est verrouillé sur 94MHz. Son harmonique deux est de 94*2=188MHZ, le mélange avec le signal issu du TRX VHF en mode émission, (par exemple 145MHz) engendre un produit de mélange de 188-145= 43MHz situé à 30db sous le niveau de la fondamentale, ce qui est très insuffisant donc, un filtre passe bas 9 pôles s’impose. Après ce filtrage, la puissance d’excitation vers le mélangeur doit être relevée à une valeur constante de +7dbm (5mW) entre 94 et 144MHz et ceci grâce à une petite amplification (MAR-4) précédée d’une régulation à diode PIN, le tout piloté par un LM358.

La sortie HF du VCO est acheminée à travers (C166-1nF) et un câble coax. 50Ω de 3mm vers le filtre 9 pôles. Vous aurez remarqué une variation de puissance de 2dBm (+9 à +11dBm) en sortie du VCO. Pour attaquer le SBL-1 ou IE500, il faut une puissance constante de +7dBm mais avant d’en arriver là, le signal du VCO traverse le filtre 9 pôles qui l’atténue de -1.6dB. Ce signal traverse encore un diplexeur qui l’atténue de -1,4dB et on se retrouve, dans le cas le plus défavorable, avec (+9 – 3dB= +6dBm) et (+11-3dB= +8dBm). La régulation de puissance ne fonctionnera que sur une partie de la plage de fréquence couverte par le VCO. De plus, avec la dispersion des valeurs des composants il valait mieux prendre des précautions. Aussi, nous allons amplifier ce signal VCO et le réguler à une valeur compatible pour le mélangeur. Ce rôle est attribué à un ensemble, détection D23, régulation D9, amplification MAR-4. Comme la puissance de sortie du VCO est maintenant plus importante, et pour ne pas saturer le MMIC (MAR-4) j’ai encore rajouté un atténuateur -3db (R32/33/34) avant la diode PIN (D9). Pour obtenir les +7dbm au point d’attaque du mélangeur, il suffit maintenant d’ajuster le multi tour R38 (4,7K) et lire une valeur de 0,30V sur la pin (2) de U11A (LM358). Cette tension ne doit pas bouger quelle que soit la fréquence du VCO. Par contre, la tension sur la pin (1) du LM358 doit varier entre 1,8V et 3,3V au rythme du changement de fréquence du VCO. Ce dernier contrôle vous assure du bon fonctionnement de la régulation.

Nota : Sur la photo ci-dessous vous remarquerez que la platine filtre a été rajoutée par la suite. Le MAR-4 et tous les composants CMS se trouvent coté cuivre. Comme il s’agit de la maquette du filtre, ne pas tenir compte de l’implantation (sauf le VCO) qui diffère du circuit définitif par contre, le schéma est rigoureusement identique.

 Vue du VCO / PLL avec son filtre
Vue du VCO / PLL avec son filtre

Fonctionnement de la régulation.

On détecte une fraction de l’énergie arrivant au mélangeur sur sa patte (8) par une diode germanium AA144 (D23 sur la platine mélangeur). La composante continue filtrée par (R48-C95) est appliquée sur l’entrée moins (2) du LM358 branché en comparateur (Fig.3bis) L’entrée plus (3) est alimentée par une tension de consigne ajustable (R38). Là aussi, ne pas hésiter à filtrer au maximum pour éviter toute instabilité ou bruit sur la porteuse. Si la tension détectée par la diode AA144 (D23) est plus élevée que la référence, la sortie (1) du LM358 tend vers le minimum. Le courant circulant dans (D9), diode PIN HSMP3800 version CMS ou son équivalent 5082-3080 sorties axiales, diminue et le signal sera atténué et inversement si la tension détectée tend à remonter. Comme le système est relativement « nerveux » il est bon de placer un condensateur de 1nF entre les pattes 1 et 2 du LM358 ce qui provoque une légère intégration des variations de tension et évite le pompage. Pour vérifier si la régulation fonctionne, balayez toute la gamme de fréquence de 00 à 52MHz, vous devrez constater une variation de tension de 1.8V à 3,3V à la sortie du LM358 (1) alors qu’une tension constante doit être observée sur la pin (2) du LM358. Comme il y a maintenant une bonne réserve de puissance à la sortie du MMIC, vous pouvez éventuellement utiliser un mélangeur de haut niveau du type +13dBm voir +17dBm. Pour atteindre (+17dBm), vous devez également remplacer le MAR- 4 par d’autres MMIC qui sont capables aujourd’hui de délivrer des puissances bien plus importantes (revoir dans ce cas les réglages précédents). Dans ce dernier cas, la tension sur la pin (2) ne sera évidement plus la même. Le prix d’un tel mélangeur (SRA1-H) par exemple, est très élevé mais ses performances sont à la hauteur de la dépense. Point d’interception +30dBm, point de compression 1 dB : +10dBm. En clair, cela signifie qu’il faut un signal d’entrée de 10mW = (0,71V) pour que le mélangeur fasse preuve d’une non linéarité de 1dB (c’est beau, non !). Dans notre cas (IE500, SBL1, MD108.) ces valeurs sont inférieures d’environ 6dB pour un prix d’achat du mélangeur 10 fois moindre, selon la source (c’est bien aussi, non !).


Le mélangeur

Fig.3bis Filtrage et régulation
Fig.3bis Filtrage et régulation

Une autre partie vitale de notre RX est évidemment le mélangeur (Fig.4). Nous en avons déjà parlé plus haut mais il est bon de savoir ce qui suit. Ses performances ne sont optimales que s’il « voie » 50Ω sur ses trois pôles, sur toutes les fréquences de travail, harmoniques et fréquences images. Une solution simple et bon marché était d’utiliser des atténuateurs 3dB à 50Ω mais le facteur de bruit se dégrade d’autant. Pour que le mélangeur fonctionne parfaitement, car c’est lui qui minimisera les produits d’intermodulation, ou réponses parasites, il faut l’entourer de circuits diplexeurs peu coûteux mais très efficaces. Ces derniers dégradent aussi le facteur de bruit mais dans d’infimes proportions, par contre le bénéfice qu’on en tire est important. Le diplexeur est un circuit de couplage à impédance constante en entrée et sortie sur une grande plage de fréquence. Encore faut-il le calibrer et l’accorder sur la partie correspondant à sa fréquence de travail. Sa configuration dépend également de l’endroit où nous l’utiliserons. En ce qui nous concerne, le diplexeur formé de L29-C93-R49 et L30-C96 (perte 1,4db) est à large bande puisque l’impédance que doit « voir » le mélangeur sur sa broche (8) doit être constante de 94 à 144MHz. Le diplexeur formé de L25-C87 R45/47 et L26-C88 (perte 0,2db) est plus pointu puisque nous ne passerons que 2MHz à cet endroit (144 à 146MHz). Ces diplexeurs ou coupleurs fonctionnent de la façon suivante. A la résonance, L25/C87 se comporte comme un court circuit alors que L26/C88 présente une impédance très élevée. Le transfert du signal se fait sans pertes. De part et d’autre de la fréquence de travail, L25/C87 présente une très grande impédance alors que L26/C88 présentent une très faible résistance mais comme les extrémités du couple L25/C87 sont connectées à des charges de 50Ω. nous voyons immédiatement que l’adaptation est parfaitement respectée. A la sortie du mélangeur un filtre passe bas (perte 0,5dB) assure le transfert de 0 à 54MHz. Mais comme la charge de 50Ω R46 présente un certain amortissement qui dégrade la courbe de réponse du circuit, la capacité C89 est réduite à 39pf. Le réglage de ce circuit est simple et ne nécessite pas de gros moyens. Au départ, référez vous sur la position des noyaux sur la photo. Si vous avez déjà câblé la platine MSP430, et que le VCO est opérationnel (c’est d’ailleurs ce que vous devriez faire), utilisez alors ces modules pour l’alignement, sinon, injectez une fréquence de 116MHz à +9dBm à l’endroit indiqué : « Du filtre » (MAR-4) et à l’aide d’un voltmètre électronique, mesurer entre R48 (10k) et C95 (10nF), une tension la plus régulière possible, sachant que L29-C93 agissent sur l’amplitude et le couple L30-C96 sur la symétrie de la courbe (Fig. 10). Pour le réglage du diplexeur allant vers le port : «lN_OUT atténuateur 30db» donc vers le TRX VHF, le réglage est encore plus simple, mais auparavant, assurez vous que le filtre passe bas, 0/54MHz est correctement aligné. A l’endroit indiqué « Vers relais RL9 PA », injectez un signal HF dans la bande décamétrique -80dBm par exemple et alignez le diplexeur L25-C87 au maximum de signal sur le Smètre du TRX VHF et comme précédemment, le couple L26-C88 symétrise la courbe. Diminuez ensuite ce signal jusqu’à la plus petite déviation du galvanomètre et reprendre les réglages.

Pour ce qui concerne l’alignement du filtre passe bas, L27/28 C91/92/89, il vous est possible par la suite, en mode émission, de parfaire la réponse de cet ensemble en jouant sur les deux selfs L27/28, sachant que la courbe tend à s’infléchir vers 46/48MHz comme cité plus haut à cause de R46. Ne recherchez pas forcément le maximum vers 51MHz mais plutôt vers 48/50MHz. Pour aligner proprement le filtre passe bas 0/54MHz, vous pouvez, si vous disposez d’un générateur RF, injecter un signal à l’endroit indiqué : « Vers relais RL9 PA » de la platine mélangeur, et « peaufinez » comme dit ci-dessus. Vous pouvez aussi, avec votre générateur RF, injecter à l’endroit : « ln OUT atténuateur 30db » entre 144/145MHz et détecter le niveau à la sortie du filtre : « Vers relais RL9 PA ». Dans ces deux cas, ne pas oublier d’injecter le VCO sur le port : « Du filtre MAR-4 » Si vos moyens sont limités, enfoncer le noyau de la self L27 de moitié et sortir le noyau de L28 ou le remplacer par une vis M3 et tout se passera bien. Pour information, la vis métallique M3 réduit la valeur de la self. Sur la photo, on aperçoit très bien la vis métallique dans L28 et le noyau enfoncé de moitié dans L27. La self en l’air est L26 (Valeur 30nH).

IMGP2154
Vue du mélangeur SBL1.

Le détecteur de niveau HF du VCO, formé par D23, R48, C95 est câblé sous la platine. La tension détectée est prélevée sur le connecteur noir et les fils torsadés (Photo ci-dessus). Ne pas se soucier du connecteur blanc, nous sommes en présence comme toujours d’une maquette. La version définitive est réalisée sur un circuit double face et la disposition des éléments est quelque peu différente mais le câblage est conforme au schéma. Vous remarquerez aussi les deux résistances de 51Ω à 2% (de récupération) mais des valeurs approchantes feront également l’affaire. Un trie dans vos stocks de 47Ω est parfaitement possible. Sur la Fig.10 nous apercevons parfaitement, pour exemple, l’adaptation du circuit diplexeur à l’entrée du mélangeur (pin 8 du SBL1). Pour ce qui concerne l’autre diplexeur, l’adaptation est quasiment identique.

 

Fig.4 - Mélangeur et détection.
Fig.4 – Mélangeur et détection.

 

 

Fig.10 - Réponse du Diplexeur 94/144MHz
Fig.10 – Réponse du Diplexeur 94/144MHz

 

Platine MSP430-1232 gestion de : PLL-LCD-RELAIS

La gestion de notre TRX est assurée par un µC du type MSP430F- F1232-IDW (fig.6). C’est un circuit 28 patte en boîtier CMS, 16bits, 8kB Flash, 256B RAM, 14-I/O avec des entrées ADC 10bit et 1 USART. Il est livré sous plusieurs formes de boîtier CMS 20SOIC ou autres SSOP… Tous ces détails et bien d’autres encore se trouvent sur le site de TEXAS. www.ti.com Pour notre réalisation, les ports : P2.4, P3.2, P3.5, P3.6, sont affectés à la PLL (J18). Vous remarquerez que cinq ports sont utilisés séparément pour la gestion de l’afficheur LCD et la PLL. Ce choix d’acheminement séparé des signaux Data Clock vers la PLL et le LCD m’a été dicté par un problème d’instabilité de la boucle PLL en mode émission. P2.2, P2.5, P3.7 deviennent respectivement D/C-RES-SCE dirigés vers l’afficheur LCD (J16) à travers les transistors Q10/11/13. L’écran LCD a été récupéré sur un téléphone portable NOKIA 3310. Vous pouvez également utiliser le 3410. J’ai choisi le 3310 pour sa résolution 84*48 pixel. (96*64 pour le 3410 avec des caractères plus petits.) La patte P2.4 gère l’information affichée en clair « LOCK » quand la PLL est verrouillée et se traduit par des pointillés {—} clignotants pour une PLL déverrouillée. En mode émission, une tension, proportionnelle à la puissance, prélevée sur la platine des filtres de bande après le PA (en J14), tamponne une résistance de 10K (R60) arrive au MSP430 sur (P2.0 entrée analogique) par J17. On génère alors une échelle graduée de zéro à 15 Watts et un barre graphe rythmé par la modulation. Toutes les entrées/sorties issues de la platine µC sont acheminées par des connecteurs aux différents modules. J18, est un connecteur 5 broches véhiculant les informations vers la PLL MC145170, J16 un 8 broches affecté au le LCD et J21, un 6 broches pour la commande des relais des filtres de bande. Les pattes P1.4/5/6/7, qui pour certaines sont également les pattes de programmation, tamponnent des transistors BC547C qui commandent les relais de commutation des filtres de bande. Vous remarquerez aussi des cellules de filtrages RLC à la sortie des transistors pour éviter tous retours HF. Un quartz de 32768KHz (boîtier CMS, mais un XTAL récupéré sur une montre fait également l’affaire) constitue l’horloge du MSP430. Le codeur incrémental ou autres boutons UP/DOWN tamponnent les pattes P1.0/1/2. Une pression furtive sur le bouton poussoir situé dans le prolongement de l’axe du codeur incrémental, mémorise la bande de fréquence de votre choix par un changement d’état de P1.2. Si vous choisissez deux boutons poussoirs à la place du codeur incrémental, et un bouton pour la mémorisation, le fonctionnement, le câblage et l’affectation des ports seront identiques à condition de changer de soft. Un connecteur (J23), 14 pattes (bout de barrette double rangé) implanté sur la platine est utilisé pour la programmation du MPS430. Comme ce dernier fonctionne avec une tension de 3,2V la solution consiste à abaisser le 5V en mettant trois diodes en série après le régulateur U17. Cette tension ainsi réduite est aussi acheminé par le connecteur (J23) vers le programmateur décrit ci-après en (fig.5) Comme déjà cité plus haut, le module µC est totalement blindé et fixé derrière le LCD, la face avant du transverter séparant les deux parties. Un orifice pratiqué dans cette face avant, ramène les informations de la platine µC au LCD. Cet aménagement minimise toute forme de rayonnement issu du µC. Comme ce dernier est en « sommeil » en mode RX, il n’y avait pas trop de risques mais dans ce genre de réalisation où se côtoient toutes formes de signaux il est bon d’être prudent. La sortie P3.4 du MSP430 est affectée à deux taches. La première, est de palier à une défaillance de la PLL, la seconde, est d’empêcher le trafic hors bandes.

Fonctionnement

La PLL déverrouillée ou une tentative d’émission sur une bande non autorisée, nous amène un changement d’état de la sortie P3.4, du µC en (J19), qui alimente l’optocoupleur U22 du type 4N33 (ou autre Darlington). Ce dernier court-circuite R93 (3,3 k) et réduit ainsi la tension de 24,2V à 2,5V. Cette action empêche l’alimentation normale des relais RL9/10 et de l’hybride donc, pas d’émission.

Remarque 

Le blocage des bandes non R.A. se fait par tranche de deux MHz. Il subsiste donc des portions de fréquence dans les tranches autorisées qui ne nous sont pas allouées. Je compte donc sur le comportement responsable et la déontologie du Radio Amateur lui interdisant toute intrusion dans des domaines qui ne lui sont pas autorisés.

Le rétro éclairage du LCD, à travers la résistance R44 de 47Ω, est assuré par quatre LED D19 à D22 également récupérées avec doigté sur le NOKIA 3310 (fig.9 et 9bis). La tension d’alimentation (3,2V) pour cet éclairage est prélevée sur le connecteur J16 (patte 1). Le condensateur C99 de 10µF (veillez bien au sens) est obligatoire pour faire fonctionner une petite alimentation interne à l’afficheur LCD. Suivant la tension de sortie issue du régulateur U17, vous devez adapter vos diodes D24 à D26 de façon à obtenir les 3,2V pour alimenter le µC, éventuellement en remplacer une par une Schottky ou Germanium. J’ai constaté des « décrochages » dans le fonctionnement du MSP430 à moins de 3V.

Fig.6 – Gestion par µ contrôleur MSP430F-1232-IDW
Fig.6 – Gestion par µ contrôleur MSP430F-1232-IDW

 

Vue de la platine gestion: PLL-LCD-RELAIS. Le MSP430-1232 se trouve coté cuivre
Vue de la platine gestion: PLL-LCD-RELAIS. Le MSP430-1232 se trouve coté cuivre
vue du câblage de la platine MSP430-1232 (pas à l’échelle)
vue du câblage de la platine MSP430-1232 (pas à l’échelle)

Ci-contre, vue de l’implantation des composants de la platine simple face du µC MSP430-1232. Ne pas oublier les strapes. Le µC est soudé coté cuivre sous la platine. Les connecteurs, J18 vers PLL, J21 vers relais, J16 vers LCD et J23 barrette de programmation. J17, vers détecteur HF, J19, vers blocage TX hors bandes et J20, vers info barre graphe.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Le Programmateur

Fenêtre du programme
Fenêtre du programme

ProgrammateurEn ce qui le concerne, il n’y a pas de difficultés pour la construction. Il ne faut pas se tromper dans la valeur des composants et respecter le brochage des connecteurs. Les signaux de programmation, et la tension d’alimentation de 3,2V arrivent par le « Connecteur Nappe » J30. A ce propos, si vous utilisez des câbles plats, et des connecteurs 14 broches DIL à sertir, sachez qu’il existe des versions avec les rangées de pins paires et impaires inversées, alors PRUDENCE (voir photo). Le connecteur DB25 est coudé à 90° et du type femelle. U23 (74HC244) doit être impérativement un HC fonctionnant sous 3V. Le dialogue de programmation se fait entre le connecteur J30 sur la platine du programmateur et le connecteur J23 de la platine MSP430-1232. L’alimentation (en encadré) au bas du schéma n’est utile que si vous utilisez le programmateur pour d’autres applications sinon, inutile de la câbler étant donné que les 3,2V sont récupérés sur la platine du MSP430 par la patte (4) de J23 comme cité plus haut. Le circuit imprimé quant à lui est prévu avec l’option alimentation intégrée. Pour programmer le µC, il faudra construire le module programmateur visible sur la (Fig. 5) et le connecter sur le port LPT (parallèle) de votre PC. Pour charger le fichier du transverter dans le MSP430-1232, vous devez téléchargez

Fig.5 Programmateur du MSP430.

Fig.5 Programmateur du MSP430.

un programme sur le site www.elprotronic.com « lite FET- Pro430 Elprotronic.Ink » cette opération réussie, le configurer en sélectionnant le port LPT de votre choix dans (Setup-Connexion / Device Reset). En ouvrant la fenêtre de travail du programme, un bandeau marqué « Open Code File → » vous demande de choisir votre fichier il s’agira évidemment du fichier du transverter nommé « Cod_C. d43 » si vous utilisez un codeur incrémental ou « Bout_C. d43 » pour les utilisateurs de Boutons poussoirs. Cette opération terminée, vous verrez s’afficher dans le bandeau juste à coté de celui marqué « Open Code File » le nom de notre fichier et vous pourrez alors lancer la programmation du MSP430 mais auparavant, veuillez bien saisir le type de µC dans la fenêtre « Microcontroller Type » dans notre cas, « 1232 » Ne pas oublier d’adapter la tension dans la case « Power Devise from Adapter » en l’occurrence 3,2V. Lancez la programmation avec le bouton AUTO PROG. et si tout se passe bien le µC se programmera en une poignée de secondes. Ci-dessus une vue de la fenêtre de travail du programme après l’exécution de l’opération.

photo du programmateur connecté au port LPT du PC par la DB25
programmateur connecté au port LPT du PC par la DB25

Ci-dessus une photo du programmateur connecté au port LPT du PC par la DB25. Un câble plat rejoignant

la platine du µC MSP340-1232. Vous distinguez également le LCD du (NOKIA) connecté à (J16) de la platine µC. Comme le VCO n’est pas en service, le signal manquant provoque l’info. Clignotant (PLL —-) en bas à droite du LCD.

Platine filtres de bandes commutées.

Comme cité plus haut, cette platine double face (fig.7) se compose de quatre groupes de filtres. Chaque groupe est sélectionné par deux relais (RL1 à RL8). Au repos tous les filtres non sélectionnés sont à la masse par le contact repos des relais. A chaque sélection, un groupe de deux relais bascule et active le filtre prévu. Comme les relais fonctionnent sous 12V il faut les tamponner à travers des transistors (Q14 à Q17) puisque le MSP430 fonctionne à 3,2V. Toutes les tensions de commande sont encore filtrées par des selfs de choc de 22µH et découplées par 2,2 et 4,7nF. Les relais sont des miniatures. (Attention au montage, ils sont polarisés +13V sur broche 1). Les filtres sont réalisés sur des tores T37-10 (rouges) pour les trois premiers (0/10-10/20-20/30MHz). Le filtre 50/52MHz, est réalisé avec des tores T37-6 (jaunes). Pour le fil émaillé à bobiner, prendre du 0,8mm de diamètre (8/10mm). Les condensateurs seront de bonne qualité, mica ou autre avec une tension de service de 250V. L’entrée et la sortie se font à l’aide de connecteurs coaxiaux SMB et câble 3mm 50Ω. La platine est à double face pour respecter l’impédance des lignes micro trip 50Ω. A gauche de la photo nous apercevons également un connecteur qui nous amène les tensions de commandes issues de la platine µC. Pour des raisons d’encombrement et de clarté du schéma, j’ai représenté les ports d’entrées par des flèches par contre l’empreinte sur le circuit imprimé est celle d’un connecteur. Vous pouvez donc à votre guise souder directement des fils sur le circuit ou poser un connecteur.

Vous remarquerez également, en bas à droite de la photo, entre les deux relais et le blindage, le détecteur de puissance du PA plaqué tout contre et soudé au plus court. Ce détecteur est positionné juste à la sortie du connecteur SMB. La prise J14, transmet les infos au µC à travers R43 (100Ω) pour l’affichage de la puissance et du barre graphe.

Vue de la platine FILTRES de bande avec les relais
Vue de la platine FILTRES de bande avec les relais

 

détComme la vue du détecteur HF n’est pas très bonne, j’ai préféré ajouter une photo plus détaillée de cette dernière. Le circuit est positionné cette fois en haut à droite sur la photo ci-dessous. On distingue maintenant le connecteur à droite, les trois résistances, la diode, le découplage CMS et le condensateur de 390pF (C58) (Rouge sombre). La liaison au module (fil nu) est visible entre le relais et le connecteur SMB et juste sous la résistance (R41) de 2,2K. Ci-contre (à droite) le circuit imprimé implanté. La pastille marquée HF est à relier à la sortie HF, entre le relais RL8 et le connecteur SMB OUT de la platine « FILTRES ». Le connecteur J14 est du type couché et comme toujours, il s’agit d’une maquette et la vue n’est pas à l’échelle.

Détails platine détection HF
Détails platine détection HF
platine double face « FILTRES de bandes »
Platine double face « FILTRES de bandes »

Détails platine détection HF

 

Ci-contre exemple d’implantation des composants de la platine double face « FILTRES de bandes » avec les relais. Les tores sont représentés par des empreintes de pots NEOSID pour ceux qui ne l’utiliseraient que pour la réception. Le détecteur HF ne figure pas ici puisque rajouté par la suite. Les empreintes IN_OUT sont prévues pour des connecteurs SMB. Ne pas oublier de câbler tous les « strapes » en premier. Respectez le positionnement des relais.

La vue n’est pas à l’échelle.

 

Filtres d’entrée avec commutation
Filtres d’entrée avec commutation

Amplificateur de puissance HF (Fig.12)

Voyons maintenant la partie émission qui se compose d’un circuit hybride attaquant une paire de transistors IRF510 avec l’ensemble monté à l’arrière du boîtier sur un gros radiateur ventilé Une remarque au sujet du montage des IRF. Ils se trouvent sous la platine, les pattes repliées vers le haut, une entretoise en laiton soudée sur chaque piste DRAIN du circuit imprimé, l’ensemble visé sur le radiateur. La fixation des IRF se fait à l’aide de vis et écrous M3. Ne pas oublier les traversées isolantes à poser coté radiateur et éventuellement coté masse du CI (voir dessin plus bas), les plaquettes en matériau conducteur thermique à poser entre le transistor et le radiateur ainsi que la graisse. Le circuit est à double face pour respecter les lignes 50Ω vers les relais. Néanmoins, un petit câble coaxial Ø3mm. relie les deux relais RL9/10. Un fil d’alimentation est également à poser entre le transistor BS250 (Q20) et le régulateur LM78L05 (U18). J’ai volontairement limité la puissance de sortie à 10/12W étant donné que les hybrides utilisables ont des gains différents avec des puissances de sortie différentes. Il est donc important que cet hybride ou quel que soit le « MMIC » que vous mettez à la place, délivre une puissance d’au moins 400/500mW avec un gain autour de 30/35db. Le couplage et l’adaptation entre l’hybride et les IRF510 se fait grâce à T4 constitué de 3+3 tores du type T37-43 et bobiné avec du fil isolé PVC ou émaillé de 0,8mm de diamètre monobrin avec 3 tours au primaire, et 2 tours au secondaire. Le transfo de sortie T3 également composé de 3+3 tores T37-43 utilise le même fil de 8/10 avec 2 tours au primaire et 3 tours au secondaire. Vous remarquerez que (C129) 39pf 500V au mica ou autre type de bonne qualité est soudé sous la platine, replié contre le C.I. T2 est formé de 2 tores FT50-43 et 8 tours de 2 fils en parallèle de 0,8mm. isolés PVC ou émaillé. Les sorties 2/3 sont torsadées et soudées sur la platine (Voir dessins ci-après). Le circuit hybride quant à lui est équipé en interne de transformateurs d’entrée et de sortie large bande 50Ω. Vous remarquerez une CTN de 15k à (25°) et 3,2K à 75° (noyée dans de la pâte thermique) monté dans le circuit de polarisation des IRF510. Elle est bien plaquée à l’aide d’une bride sur le radiateur au plus près des transistors afin de « compenser » l’élévation du courant causé par l’accroissement de température. Pour le réglage du courant de repos des IRF510, charger l’entrée de l’hybride avec 50Ω. (Atténuateur ou résistance) pour éviter les auto-oscillations, agir délicatement sur R79 et en partant de 0V, obtenir 4,3V sur le curseur du multi tours. Cela correspond à environ 400mA par IRF. A ce stade de la construction, une remarque importante. Le PA, doit impérativement être chargé par 50Ω. Si vous disposez d’un Wattmètre, mettez le en série vous avez ainsi un contrôle direct sur ce qui se passe. Surtout ne pas faire les réglages sans que l’hybride et les IRF ne soient fixés au radiateur avec les recommandations précédentes. Pour améliorer la qualité du plan de masse, Vous pouvez percer des trous de 1mm de Ø sur le circuit imprimé double face autour de l’hybride et sur le pourtour de la platine, des fils courts repliés aux extrémités passerons alors au travers pour créer des traversées de masse et seront soudés de chaque côté de la platine. Cette dernière est fixée au radiateur à l’aide de vis et entretoises métalliques. Le bloc de refroidissement de l’hybride qui est vissé au radiateur, impose l’espace à respecter (10mm) entre la platine et le radiateur. A ce stade il m’est difficile de vous donner d’autres cotes, à chacun de puiser dans ses stocks de matériel et d’adapter au mieux diamètre et longueur des entretoises ainsi que leur disposition sur le circuit imprimé. Pour éviter un court circuit entre les vis de fixation des IRF et le dessus cuivré du circuit imprimé, soit vous posez des canons isolants courts, soit vous grattez le cuivre autour de l’écrou. (Voir dessin ci-dessous). Les relais RL9/10 montés en série sont actionnés par Q20 (VMOS) saturé par la mise à la masse de la pédale PTT du Micro (J26). Simultanément, J27 transmet l’information au µC pour la génération du barre graphe sur le LCD. Les connecteurs J24/25, transmettent en même temps l’ordre de mise en marche du ventilateur PA et la commande de l’atténuateur 30dB pour la régulation du niveau HF. La puissance d’excitation du PA utilisé seul, varie de -15 à -7dBm entre 1,8 et 10,1MHz pour 10W HF en sortie et de -6dBm à -3dBm entre 18,1MHz à 29,7 MHz pour la même puissance. Comme le rendement des IRF510 est faible sur la bande 50/52MHz, il faut environ -2,5dBm pour 10W HF. (-5dBm pour 5Watts). Le niveau d’harmoniques h2/3 sans filtre à la sortie, se situe entre -28db et -43db entre 1,8 et 52MHz. Ce n’est pas fameux pour h2 d’où la limitation de puissance à 10/12Watts. Malgré cela, les performances sont honorables sauf en ce qui concerne la bande des six mètres, les IRF510 sont, ne l’oublions pas, des transistors de commutation prévus pour alimentation à découpage avec une forte capacité d’entrée de 180pF et 81pF pour la capacité de sortie. A 50MHz le gain est fortement diminué et nous avons atteint les limites du composant. J’ai donc volontairement réduit la puissance HF de 50/52MHz pour d’une part ne pas saturer le MHW592 + IRF et d’autre part, respecter l’attribution de puissance dans nos régions qui se limite à 5W, sur une antenne sans gain. Un régulateur U21 (LM317) est fixé sur le radiateur du PA comme les IRF (pattes vers le haut). Il génère une tension 24,2V fonction de R93 (3,3K).

ATTENUATEUR 30dB (Fig.8)

Voir ci-dessous. Cet atténuateur est à double fonctions. La première est déjà connue, réguler la puissance du PA à une valeur constante de 10/12W entre 1,8 à 30MHz et 5W pour la dernière bande. La deuxième fonction, est d’utiliser le même montage en mode réception.

Voyons son fonctionnement :

En émission, un détecteur situé à la sortie des filtres nous amène une tension proportionnelle à la puissance sur la patte (2) d’un NE5534 (U3) branché en comparateur. Cette tension est comparée à une référence (Patte 3). La sortie (6) délivre alors le courant nécessaire aux diodes PIN HSMP-3814 à travers R15 (330Ω) et Q6 un BS170 (VMOS polarité N) saturé par la mise au (+13,2V) de sa grille, Q7 (VMOS polarité P) étant à ce moment bloqué par un niveau haut en mode TX. Le choix du NE5534 a son importance car il est capable de fournir le courant nécessaire pour un bon fonctionnement des diodes PIN. Si nous basculons en mode réception, le niveau de la tension sur J9 est bas (RX=0), provoque la saturation de Q7 et comme aucun signal n’est présent sur l’entrée J8, la sortie (6) du NE5534 et le Drain du BS170 sont donc au niveau de l’alimentation. La variation de tension provoquée par l’action du potentiomètre (R13) situé sur la face avant, entraîne une variation de débit dans la chaîne Q6, R15, DN1/2, R19/18. Une atténuation du signal de l’ordre de 2 à 30dB en réception est donc possible. Les 2db perdus représentent les pertes d’insertions du montage (en π) des diodes PIN. La platine est à double face pour respecter les lignes 50Ω à l’entée et à la sortie de l’atténuateur qui est utilisable de 500KHz à environ 2,3GHz et peut naturellement servir à d’autres fins. Câblé sur une platine FR4, il est parfaitement utilisable à 1,2GHz. Pour l’utiliser au-delà de cette fréquence, vous devez choisir un support différent du FR4 et bien sûr revoir les lignes µstrip. Pour arriver aux performances de cet atténuateur, vous devez impérativement respecter les valeurs indiquées sur le schéma, ainsi que le montage des composants. Les mesures (Fig.10) à montrent en effet de bons résultats quant à l’adaptation (return loss) se situant entre -38 à -50dB entre 2 et 100MHz à 15 V. Des connecteurs SMB sont implantés sur la platine pour l’Entrée/Sorties 50Ω. Vous pouvez également souder les câbles directement en lieu et place des connecteurs. Les diodes PIN sont des CMS et se trouvent chez FARNELL. Il est certainement possible d’en utiliser d’autres (bien les adapter alors, courant, fréquence etc.) mais comme je l’ai déjà précisé, j’ai quelques fonds de tiroir qu’il ne fallait pas négliger. L’alimentation +5V, évidement bien filtrée et découplée est fournie par un petit régulateur U6 en boîtier TO92 capable de fournir une centaine de mA. C25/26/27/28, R15/18/19/20/21/22 sont des CMS.

Nota : La puissance du PA en mode « non régulé » peu atteindre 30Watts sur certaines bandes avec la même excitation et le même courant de repos.

Détails de construction des transformateurs du PA-T2-T3-T4

Pour faire tenir les tores entre eux, vous pouvez soit les coller ou les bloquer à l’aide de gaine thermo rétractable. Le fil sera moyennement serré autour des tores de façon à pouvoir loger toutes les spires. Si possible choisir deux couleurs différentes pour les fils pour bien distinguer le primaire du secondaire.

Attention si c’est du fil émaillé il faut mettre du scotch sur les tores pour éviter que l’émail ne soit “râpé » en passant sur les arêtes des tores.

exemple de fixation des IRF 510 sur le radiateur.

 

 

Fig.8- Atténuateur 30dB (RX) et ALC TX
Fig.8- Atténuateur 30dB (RX) et ALC TX

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Fig.10 Analyse de l’adaptation ou « Return Loss » de l’Atténuateur 30dB. Nous voyons clairement, son comportement à VC=0V et 15V et confirme ce qui a été dit plus haut dans le texte. Ces mesures et performances sont données pour un circuit réalisé sur un substrat à constante diélectrique de (Er=4,3) et d’une épaisseur de 0,8mm. Vous remarquerez une très bonne adaptation jusqu’à 100MHz et encore honorable à 2GHz. Pour notre application qui se limite aux bandes décamétriques, le FR4 avec un Er=4,4 d’une épaisseur de 1,5mm, est parfaitement adapté. Avec VC = 13,2V, nous avons sensiblement la même réponse que sur la figure ci-contre. Comme nous ne l’utilisons que jusqu’à 52MHz, l’adaptation est proche de la figure 10 aussi bien en émission qu’en réception. Pour obtenir les mêmes performances, il est important d’utiliser les mêmes valeurs des composants.
att


Ci-contre (à gauche) câblage de la platine double face « ATTENUATEUR 30dB » Toute la partie atténuateur est en composants CMS. Remarquez la position des diodes PIN- HSMP-3814 soudées à 60° environ. Si vous choisissez des diodes à sorties axiales vous devez les souder au plus court. Sur l’empreinte trois broches, sans référence, marquée « Vers pot. » posez un connecteur et câbler le potentiomètre fixé sur la face avant du Transverter. Posez également des connecteurs pour J8/9/10, c’est pratique en cas de démontage. Comme pour le VCO, n’utilisez pas de supports pour le NE5534. Des empreintes SMB sont prévues pour l’entrée et la sortie HF, utilisez si possible des connecteurs ou souder les câbles directement ce qui est moins pratique en cas de dépannage. Pour respecter les lignes 50Ω, « INP_OUT », il et conseillé de poser deux condensateurs en parallèles disposés l’un à coté de l’autre sur la piste. Sur la vue, vous n’en voyez qu’un seul.


alimCi-contre, implantation des composants de la platine
simple face « ALIMENTATION » du circuit d’alimentation qui se trouve dans le Transverter. L’autre platine dans le boîtier récupéré d’un PC ne figure pas ici, car comme dit plus haut dans le texte, grattée à la fraise. A chacun d’entre vous de récupérer et adapter son matériel. Pour les borniers J1/2/4, utilisez des bas niveaux 1*2MTA AMP ou tout autres types, (selon vos stock) à souder sur circuit imprimé. Ils seront ensuite câblés avec des fils souples 15/10 ou 1,5mm de diamètre et ramenés vers le 36V pour J1 et J2 et 18V pour J4. La self VK200 coté 36V peut être avantageusement remplacée par un tore du type RFI avec un enroulement de quelques spires du même fil de 1,5mm de Ø. Comme le courant en mode réception n’est pas très important (160mA) la VK200 dans le circuit de distribution 13,2V convient parfaitement.

 


 

melLa vue suivante ci-contre représente la platine double face du « MELANGEUR » qui ne dispose que d’un seul connecteur non référencé branché à la platine du filtre VCO sur J13. Comme toujours, il vous est possible de poser des connecteurs SMB sur les empreintes ou souder directement des câbles coaxiaux de 3mm. de diamètre. Remarquez la self de 30nH qui peut être un pot NEOSID ou bobiné en l’air comme sur la photo plus haut dans le texte. Le mélangeur SBL-1 ou (IE500) est positionné au milieu de la platine. La diode de détection est une Germanium que j’avais sous la main. Les résistances 50Ω sont en réalité des 50,1Ω récupérées aussi et bien visibles sur la photo plus haut dans le texte. Si vous ne disposez pas des bonnes valeurs, il vous suffira de trier parmi vos 47Ω et trouver des valeurs proches de 50Ω.

(Les vues ne sont pas à l’échelle)

 

 

 

Fig.11- Alimentation et protection
Fig.11- Alimentation et protection

 

Fig.12 – Le PA avec son Hybride et les deux IRF510
Fig.12 – Le PA avec son Hybride et les deux IRF510

Poser coax. Entre RL9/10 et un fil d’alimentation entre « Vers BS250 et Vers_7805 »

câblage de la platine PA (pas à l’échelle)
Câblage de la platine PA (pas à l’échelle)

 

Vue arrière du PA avec les connecteurs
Vue arrière du PA avec les connecteurs

Sur la photo ci-dessus, une vue du ventilateur, fixé sur le radiateur du PA de notre transverter, le tout vissé sur la face arrière du boîtier ce dernier en aluminium de 3mm. d’épaisseur est de fabrication maison. L’ensemble est fixé sur la face arrière en aluminium de 3mm. aussi. Ventilateur et radiateur sont de récupération.

Signification des connecteurs à gauche de haut en bas :

Embase Phono : Commande PTT, Prise « Socapex » : Alimentation 36/18V, prise SO239 de l’antenne décamétrique et la BNC qui est l’entrée/sortie du TRX VHF.

Transfo T4 Transfo T2 Transfo T3
Transfo T4 Transfo T2 Transfo T3

 

Ci-dessous, vue du PA première version (toujours opérationnelle) à simple face (version suivante en double faces). Vous remarquerez la bande de cuivre sous l’hybride MHW592 pour réduire à néant la tendance aux autos oscillations. Cette version est équipée d’un LM311 remplacé par la suite par un BS250. Le 4N33, ne figure pas sur cette version et la disposition des connecteurs est différente. Les transfos larges bandes T3-T4, sont maintenus par de la gaine rétractable, les tores de T2 sont maintenus par les fils. Sur cette vue en haut à gauche, nous apercevons le régulateur LM317 fixé au radiateur. Pour l’implantation des composants, inspirez vous plutôt de la « vue du câblage de la platine PA »

Alimentation 36V et 13,2V

L’alimentation est fractionnée en deux parties distinctes (fig.11). Une première platine (grattée à la fraise) dans un boîtier extérieur en provenance d’une alimentation PC vidé de son contenu, où je n’ai gardé que le ventilateur, la prise et l’interrupteur 220V. On y trouve, le transformateur 220V/36 à 40V 5Amp, le pont redresseur avec filtrage, le régulateur (U1) LM7824 et sa diode Zener (D3) pour remonter la tension de sortie à 36V, les transistors de puissance Q1, Q2, une détection de surtension assurée par (D2) agissant sur un thyristor qui, pour une tension dépassant 39V, provoque la destruction du fusible (Fus 6,3Amp). Comme cette tension de 39V n’est pas une valeur standard, vous devez associer deux ou plusieurs valeurs en série, 24+15V par exemple pour former D2. Toujours dans le même boîtier, un transistor, Q4 abaisse le 36V à 18V, cette dernière protégée également par une diode Zener (D7). Cette combinaison a été adoptée pour ne pas trop dissiper de puissance dans U2. Si vous disposez d’un transformateur à prise médiane vous pouvez éviter le montage avec Q4. Nous disposons ainsi de deux tensions régulées et filtrées pour alimenter notre transverter. Une remarque au sujet des transistors Q1/Q4 et U1 qui doivent impérativement être fixés sur un radiateur. En trafic normal (émission) le courant atteint des pointes de 2,6Amp selon la bande sélectionnée. Une deuxième platine dans le transverter assure la réduction de tension de 18V à 13,2V ainsi qu’un lissage et découplage. Comme le débit sous 13,2V n’est que de 160mA, nous pouvons utiliser un régulateur faible débit comme LM320 (U2) ou (LM317). Pour remonter la tension à 13,2V, j’utilise deux diodes en série entre la patte GDN du régulateur et la masse. L’acheminement du 13,2V vers tous les modules est prélevé sur (J3) sur cette même platine. L’alimentation du ventilateur 12/24V est assurée par Q5 (2N6292). Sa base est mise à la masse par le PTT. Q5 est utilisé ici en tout ou rien et suivant la consommation du ventilateur environ 130mA à 12V, il devra être monté sur un radiateur. Vous pouvez, selon le choix du ventilateur, modifier la tension de sortie en ajustant la valeur de R8. Pour R8=1K, vous obtenez pratiquement la pleine tension et pour 18K la tension descend à 12V pour un débit de 130mA. Q5 dissipe alors de la puissance, donc attention. L’alimentation présentée ici est à titre indicatif et peut bien évidemment se présenter sous d’autres aspects. J’ai essayé des alimentations à découpage qui n’apportent malheureusement que du bruit, mais je n’ai pas trop travaillé le sujet.

Câblage du connecteur LCD 3310 / 3410 nokia
Câblage du connecteur LCD 3310 / 3410 nokia
Démontage du Nokia 3410
Eléments du NOKIA 3310 ou 3410
Fig.9 - Câblage du connecteur LCD
Fig.9 – Câblage du connecteur LCD

 

Vue d’un NOKIA 3310 démonté. Seul l’écran LCD est récupéré. Sur les six vis (sur le capot), quatre seront réutilisées pour fixer l’écran LCD sur la platine adaptateur et la face avant du Transverter. Vous pouvez découper le plastron « clavier » à la hauteur du trait rouge avant de fixer l’écran sur la platine « Adaptateur LCD » sa connectique se situe entre la pastille MICRO et le haut de l’écran.

Le mot de la fin.

La construction d’un appareil de ce type peut paraître longue, difficile et effrayante. Je dois vous rendre attentif aussi qu’elle s’adresse aux Oms possédants quelques expériences dans le domaine HF. Il est vrai qu’avec une carte de crédit, il est possible de tout acheter (ou presque) et d’opérer sa station rapidement. Vous allez me répondre que le matériel est difficile à trouver, coûte cher, qu’il faut de l’outillage, de la mesure, de la patience, des connaissances etc. etc. En début d’article, il est question de récupérer des composants sur des radiotéléphones ou autres engins obsolètes, rétro pour les uns, mais pas pour les Oms que nous sommes et par les temps qui courent… ! La construction de ce transverter demande effectivement de la patience un peu d’adresse et un minimum d’outillage. Pour ce qui concerne la mesure, un multimètre sera suffisant. Pour arriver à vos fins, usez de patience, d’opiniâtreté et de créativité. Avec les techniques d’aujourd’hui, il est possible de mieux faire mais l’investissement ne sera plus le même. Le but était de concevoir un projet innovant avec des composants de récupération, pour un coût modéré, avec pour résultat un ensemble qui « tient la route ». Un dernier mot avant de nous quitter, la puissance de sortie de votre TX VHF doit obligatoirement être réduite à « 0dBm soit 1mW » pour attaquer le PA du transverter.

Nota :

Quelques photos représentées dans cet article sont celle de la maquette et de petites différences peuvent subsister dans la disposition des composants sur certaines platines et photos mais les typons sont conformes aux schémas de la version définitive. Ce transverter fonctionne maintenant depuis fin 2009 sans problèmes, et a circulé entre les mains d’Oms avertis pour avis. (Plutôt satisfaisants)

Les simulations ont été réalisées avec GENESYS, LTspice et vérifiées avec le matériel suivant :

  • Mesures Analyseur HP8590A
  • Mesures Scaler WILTRON 54111A
  • Mesures Générateur R&SW SMS 2
  • Mesures Analyseur Anritsu MS2711A
  • Mesures Oscilloscope HP 54501A
  • Mesures Puissance HP 435A

Auteur : Henri Wojciechowicz F5HW

 

Contactez l’auteur, membre du REF 68

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One thought on “Transverter décamétrique par F5HW

  • 22 mars 2017 à 10 h 43 min
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    bravo HENRI beau travail !!!!! tu devrais avoir 50 piges de moins pour faire plus HI !!!!! mais bon toi tu à un coeur jeune tu dit toujours (mi hartzala )

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